全桥电路的控制方式主要有四种：

1）普通双极性控制，这种方式是硬开关控制方式；

2）移相控制，如TI、LTC及瑞萨都有类似的控制器；

3）下管调制法，Intersil所采用的方法；

4）有限双极性控制，一个桥臂脉宽固定，另一个桥臂脉宽调制，如Delta。

桥式双极性调制指同一桥臂的上管与下管驱动波形反相，只加了必要的死区，因此是180°互补。最基本的控制方式为对角的驱动波形完全相同，反对角方向和对角方向的管子驱动波形互补。每个周期的工况可分为四部分，分别为正半周功率传输、正半周续流、负半周功率传输以及副半周续流，如图1所示。

正半周功率传输时段特点是对角线的两个管子QA和QD同时导通，漏感L_LK存储能量，功率从电源传到负载；正半周续流时段，QA、QD同时关闭，漏感L_LK续流。如果该漏感储能足够大，反对角开关二极管将会正偏。L1通过两个二极管D1、D2续流，变压器T1所有的绕阻都相当于短路。负半周的功率传输时段和续流时段分别与正半周对称。Intersil普通双极性控制器647X系列都是硬开关方式，如电压型ISL6740和ISL6470A、电流型6741、电压电流混合型6742等。由于上述系列是双端控制器，因此也适用于以下拓扑：半桥式（只能用于电压型）、推挽式（只能用于电流型）以及交错正激。

采用软开关思想的普通双极性控制由于漏源电容通过沟道放电，能量白白损耗，因此效率较低。软开关技术ZVS利用漏感能量，通过谐振使寄生电容电压降为零，然后开通沟道，从而减少开通损耗。如果漏感能量过小，则电容电压不能到零，无法实现ZVS。

Intersil采用的下管调制法中，两个上管的占空比总是固定于50%，下管的下降沿则按照PWM规律调制，因此不是双极性控制。主电路模型如图2。

其驱动时序如图3所示，其中每个周期分12个时段，由于正负半周对称，因此只需研究6个拓扑即可。

t0-t1时段1为正半周功率传输时段，主对角线的两个管子Qa、Qd都导通，漏感储能，功率从输入端到输出端的负载由PWM所确定的时刻t1到右下管ZVS关断，结束此时段，进入下一时段。由于有寄生电容，每个管子关断时都是零电压关断，因此，我们只关心管子的开通情况。

t1-t2时段2中，右下管关断，漏感续流，由于D2几乎不会导通，输出电感Lf能反射到原边，谐振电感是Lr，与反射到原边的Lf串联，因此谐振周期长，右上电容Cc很快放电到零，时间远小于谐振周期的1/4，可看作线性放电。电容放电到零，为右上管ZVS做好准备，由于输出滤波电感参与谐振，是高能量变化，因此上层ZVS容易实现。

t2-t3时段3中，上层开关钳位续流。右上管的体二极管正偏时，右下管完全开路（寄生电容也不流过电流），输出电感Lf通过D1和D2续流，电流衰减，不反射到原边。原边漏感Lr几乎处于短路状态，电流衰减较慢，余下的半周都会保持这种状态。直到两个上管切换时，左上管Qa关断，右上管此时进行ZVS开通，进入下一时段。

t3-t4时段4，左下电容谐振放电、续流，并且回馈能量。左上管关断，原边漏感续流，使左臂寄生电容充放电，一直到左下管体二极管正偏，结束回馈能量。如果谐振延迟时间设置正确，趁正偏时（ZVS）开通左下管，进入下一阶段。由于仅依靠漏感能量给左下管电容放电，是低能变化，故下管的ZVS相对困难。

t4-t5时段5中漏感向电源回馈能量，续流。原边电流逐渐下降，自然过零时进入下一时段。

t5-t6时段6中，原边电流方向初始化，相对上一时段，电流从零反相增大。原边漏感恒压激磁，电流线性上升，达到副边电流折算值时，结束此时段。此时段内，D2电流逐渐下降到零。

此后开始“左下-右上”功率传输阶段，工作情况与t0-t1类似，波形对称，不赘述。

Intersil ZVS全桥控制器

ISL6752

ISL6752最突出特点有三个：同步整流控制信号的超前/滞后可调；只需要调节一个谐振延迟就能实现ZVS；只有16个引脚。其框图如图4所示，可以分为四个象限。左上角为振荡器，左下角为偏置电源，右上角是PWM控制逻辑和驱动（包括同步整流的驱动），右下角是PWM比较器、过流检测。

原边的门级控制信号中OUTLL和OUTLR用来控制两个下管，其脉宽经过调制，交替变成高电平有效，OUTLL控制左下管，OUTLR控制右下管；OUTLLN与OUTLRN为同步整流驱动，与两个下管的控制信号互补。OUTLLN和OUTLL互补，OUTLRN与OUTLR互补。这些输出端可用于控制同步整流器，每个输出端与其互补端的相位关系可由VADJ脚进行微调。

RESDEL脚用于设置"谐振延迟"，其中上臂两管切换时刻距离下臂开通时刻的间隔称为谐振延迟。此脚电压从0V变到2V会使得谐振延迟从0%提高到100%的死区时间，因此该脚电压除以2就代表谐振延迟时间相对于死区时间的比率。实际上该管电压必须小于2V，以保证最大占空比时，在上管切换之前，下管已经截止。

从VADJ管脚输入的0-5V的控制电压，用于设置OUTLL/OUTLR（下管驱动）和（OUTLLN/OUTLRN）同步整流驱动之间相移（超前或滞后）。无论下管驱动和同步整流驱动之间相位如何变化，上管驱动OUTUL/OUTUR和下管驱动的相位关系均不受其影响，说明谐振延迟和同步整流的时序可以独立调试，互不干扰。

同步整流时序，在需要MOS管开通时，尽量让电流走沟道，而不流过体二极管。但需要延时和提前，避免副边短路。沟道的导通时间必须晚于体二极管开通，早于体二极管关断。

副边整流可以采用全波整流，也可以采用倍流整流。不过需要注意的是，用倍流整流时，副边两路的PCB需要对称，否则两路电流不对称。

峰值型电流控制需要斜率补偿来提高抗噪声干扰能力，尤其是轻载；防止电流环的不稳定及次谐波振荡，尤其是占空比大于50%的时候。为了防止不稳定，外加的补偿斜率必须大于电流波形下降斜率的一半。如果应用电路需要的死区时间小于500ns，CTBUF信号用于斜率补偿就不合适了，因为CTBUF滞后于CT锯齿波大约300-400ns，在死区时间较短的时候，将导致CTBUF在下一个周期的初始值不是零，这时候需要额外的分离元件实现CT缓冲。

如果把VERR拉低到地，则OUTLL/OUTLR被封锁，不过两个上管还会有50%的固定占空比的脉冲，类似的，OUTLLN/OUTLRN会呈现高电平。如果希望封锁所有脉冲，可按图5方法断开VDD。

6752的软启动需要外加（如图6），肖特基二极管用于给软启动电容放电，加速电路复位。

ISL6753

如果输出不需要同步整流则可采用ISL6753。与6752相比，该芯片内置了软启动。6752的可编程软启动功能是峰值电流控制，6753不但可以用峰值电流控制，还可以用电压型。图7所示为ISL6753方框图，输入380V，输出48V，输出10安培，典型的一次电源，主电路原边是全桥变换器，副边是全波整流，主芯片是6753，采用原边控制实现原边的ZVS。

ISL6754和6755

即将推出的ISL6754和6755的关系类似于ISL6752/3，6755没有同步整流，但具有软启动电压模式。ISL6754/5主要增加了平均电流控制。根据Cs信号，芯片能计算出输出的平均电流，因此副边不需要电流传感器就能检测到副边电路，输出短路时能保持恒电流。

图8列出了ZVS各芯片主要特征。

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问答选编

问：ISL6752适用于多少瓦的AC/DC开关电源？

答：功率超过300~400W，才会考虑用全桥电路。对功率的要求没有上限，越大越有优势。输入电压越高，越有优势。

问：ZVS运行时是不是都是满载电流？

答：大于临界电流就能实现ZVS。

问：ISL6752是如何克服传输信号送到副边造成的延迟，以便使副边的同步整流在任何占空比的情况下都绝对保持ZVS的开关状态的？

答：ISL6752有一个管脚VADJ，通过调节这个管脚电压可以调节副边驱动的延时，使副边驱动超前或者延后于原边驱动。

问：如何抑制在低占空比时可能出现的脉冲跳跃？

答：改进环路控制参数，采用同步整流、假负载。

问：ISL6752是否适合做半桥驱动呢？

答：ISL6752适合全桥的ZVS控制，如果用来控制半桥也是可以的，但是OUTUL和OUUR这两个驱动脚就要闲置。所以推荐使用ISL6742来控制半桥。

问：ZVS的DC/DC效率高的根本原因是什么？

答：降低了开通损耗，尤其是在高压输入的时候，因为损耗和电压平方成正比。

问：影响ZVS控制器精度的因素有哪些？

答：用ISL6752来控制ZVS全桥，上下管的死区时间必须和谐振周期相匹配，这样可以更好地实现ZVS。

问：全桥变换器相对于半桥变换器来说，最大的优点在哪里？

答：在开关管承受相同峰值电流和电压的条件下，全桥变换器输出的功率是半桥的两倍。当然，由于全桥变换器变压器初级承受相当于半桥变换器变压器初级两倍的输入电压，所以其匝数为半桥的两倍。但当输出功率和输入直流电压相同时，全桥变换器初级电流峰值和有效值只有半桥的一半。所以，相同功率下两种变换器的变压器大小是一样的。但若使用较大体积的变压器，全桥变换器可在相同开关管电流电压定额下得到两倍于半桥的功率输出。

问：进行全桥DC/DC应用设计时应该遵循哪些原则？

答：设计应该注意：1、上下管不能直通，因此要设计合适的死区时间；2、上管是隔离驱动。

问：降低DC-DC变换器损耗的方法有哪些？

答：总的损耗主要来自于开关管的驱动损耗、开关损耗和导通损耗，二极管的导通损耗，线路上的传导损耗等等。驱动损耗和开关损耗可以通过降低开关频率和软开关技术来降低，导通损耗可以通过采用Rdson小的开关管来降低。二极管的导通损耗可以通过选取导通压降小的二极管或者用同步整流来降低。线路上的损耗可以通过加粗线径，缩短长度来降低。

问：谐振放电阶段的临界电流如何确定？

答：从理论上讲，让漏感上的能量大于开关管Coss电容上电压上升到Vin时的能量，这时候就能实现ZVS。不过由于线路上的分布参数很多，在实际设计当中我们推荐去测量开关管开通时DS的电压。如果这个时候DS的电压达到或者接近0V的话，设计就很好了。

问：在高压离线开关电源系统中，应用的都是全桥变换器吗？

答：功率大于500W以上才考虑用全桥变化器。

问：在48V电信系统的交-直流前端可以采用ZVS技术吗？可以实现热插拔吗？

答：可以的，其实全桥ZVS更适合高压输入的变换器，所以非常适合48V电信系统的交-直流前端变换器。关于热插拔，可以采用输出端加ORing二极管或者ORing FET来实现。

问：芯片本身的保护功能启动后，多久会恢复正常？是自动恢复还是手动调整？

答：Intersil的ZVS器件提供最基本的控制功能，大部分的保护需要通过外接电路来实现。可以自动恢复，对于峰值电流保护来说，恢复时间仅需一个输出开关周期。

问：当负载很小并且小到低于磁化电流时，副边二极管的钳位作用会消失吗？

答：当负载非常轻时，电路进入DCM模式，占空比很小，二极管的续流时间变的很小。

问：DC-DC的转换芯片的输入端与输出端的电压一般最大可以相差多少伏特？是不是当相差的电压太大时，会出现散热困难的问题，从而需要散热片？

答：一般来说，输入和输出电压相差越大，效率越低，DC/DC相比LDO来说，效率要高很多。是否需要用散热片，要视总体功率和损耗以及布板情况而定。

问：在UPS电源中一般使用那种变换器？

答：双变化在线式UPS中一般多用半桥逆变。

问：启动或当负载很小，占空比很小，脉冲很窄时，对应的工作磁感应强度BW很小，如果负载突然增加，激励使导通占空比最大，满脉宽工作，该如何采取措施防止？

答：在负载突加的时候，占空比突然变大，是正常现象。因为变换器需要提高输出功率。但是占空比突然变大有可能会导致变压器饱和，所以在设计变压器的时候要保证一 定余量。保证在最大占空比情况下，也不会饱和。此外，可以将反馈环调节慢一点，这样占空比会缓慢涨到较大值，而不会突然变到最大，然后再恢复。最好的方法是采 用峰值电流型控制，可以保证变压器不饱和。

问：在电路布板方面有一些什么需要注意的地方？双面板就可以还是需要4层板？

答：对于信号地和模拟地最好分开，功率回路尽量短，对于di/dt，dv/dt等变化大、可能影响EMC的地方也需多注意。采用2面板还是4层板要根据设计，如果空间足够，4层板成本要稍微高点。

问：如何解决既能控制原边的4个MOSFET开关为ZVS工作状态，又能准确地给出控制副边的同步整流为ZVS工作状态的驱动信号？

答：Intersil的ISL6752/6754就是能满足需要的芯片。调节RESDEL，就能进入ZVS状态。调节VADJ能够实现同步整流时序的调节。